本发明公开了一种抗多径干扰LDPC解码器,所提出的解码器包括解码模块和时变FIR滤波模块,时变FIR滤波模块用于对多径干扰进行抑制。本发明的解码器中的时变FIR滤波模块与LDPC解码模块独立,时变FIR滤波模块作为LDPC解码器的预处理器,在LDPC解码之前,消除大部分多径干扰;从而,LDPC解码器可获得很好的BER解码性能,能够对多径干扰环境下的信号正确译码。
1.一种抗多径干扰LDPC解码器,包括解码模块和滤波模块,其特征在于,所述解码模块与滤波模块级联,所述滤波模块用于对多径干扰进行抑制。
2.根据权利要求1所述的抗多径干扰LDPC解码器,其特征在于,所述滤波模块为时变FIR滤波模块,该模块接收的信道信号为x(k)被划分为:ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="223"/>其中,x_d(k)为信道在数据时隙输出的比特序列;x_t(k)为信道在训练时隙输出的比特序列;所述解码器还包括有系数调整模块,与所述时变FIR滤波模块相连接,用于在训练时隙调整所述时变FIR滤波模块的滤波系数以抑制多径干扰。
3.根据权利要求2所述的抗多径干扰LDPC解码器,其特征在于,所述系数调整模块包括:本地参考信号获取单元,用于依据LDPC编码的奇偶校验矩阵H,预先存储所述训练时隙比特序列的LDPC编码样本d(k);最小均方算法调整单元,用于依据如下规则,对所述时变FIR滤波模块的系数进行调整:时变FIR滤波模块的系数向量w(k)=[w₀(k),w₁(k),w₂(k),...,w_N(k)]^T、误差信号e(k)、训练时隙比特序列x_t(k)以及收敛因子μ(k)满足的关系为,w(k+1)=w(k)+2μ(k)e(k)x_t(k);其中,收敛因子为μ(k)=N+12NxtT(k)xt(k);]]>误差信号为e(k)=d(k)-y(k)=d(k)-xtT(k)w(k).]]>
4.根据权利要求3所述的抗多径干扰LDPC解码器,其特征在于,所述本地参考信号d(k)通过如下方式获取:将所述奇偶校验矩阵H分解为H=[Axa0B],其中子矩阵A非奇异矩阵;依据G=[A^-1BI],由A和B得到生成矩阵G,其中,I为M×M单位矩阵;设置原始信息比特向量u在编码序列的尾端,校验比特向量c_p占据编码序列的前端,依据c=[c_pu]=uG获取要传输的LDPC编码信号c;依据d(k)=c_t(k),k=1,...,N获取本地参考信号d(k),其中,c_t=[c_t(1)...c_t(N)]=u_tG。
5.根据权利要求4所述的抗多径干扰LDPC解码器,其特征在于,所述LDPC编码的奇偶校验矩阵H通过如下方式获取:设校验矩阵的行重为k_row,列重为k_col;将k_col个1随机地放置在校验矩阵第一列上,得到h(1)=[h(1,1)...h(N,1)]^T;将k_col个1随机地放置在校验矩阵第二列上,得到h(2)=[h(1,2)...h(N,2)]^T;检验是否满足h^T(1)h(2)<2;如果不满足,重新将k_col个1随机地放置在校验矩阵第二列上,直到满足h^T(1)h(2)<2;对于i=3,...,N,将k_col个1随机地放置在校验矩阵第i列上,得到h(i)=[h(1,i)...h(N,i)]^T,检验是否满足h^T(i)h(j)<2,j=1,...,i-1和H_i的行重等于k_row,其中Hi=h(1,1)h(1,2)···h(1,i)h(2,1)h(2,2)···h(2,i)·········h(M,1)h(M,2)···h(M,i)]]>=h(1)···h(i),]]>如果不满足,重新将k_col个1随机地放置在校验矩阵第i列上,直到满足h^T(i)h(j)<2,j=1,...,i-1和H_i的行重条件。当i=N时,获取HN=h(1,1)h(1,2)···h(1,N)h(2,1)h(2,2)···h(2,N)·········h(M,1)h(M,2)···h(M,N)]]>=h(1)···h(N)]]>
6.根据权利要求5所述的抗多径干扰LDPC解码器,其特征在于,所述解码模块利用置信度传播算法对所述时变FIR滤波模块的输出信号进行解码。
7.根据权利要求6所述的抗多径干扰LDPC解码器,其特征在于,所述解码模块包括:初始化单元,用于依据fn1=1/(1+exp(-2ayn/σ2),]]>fn0=1-fn1]]>计算参数f_n¹、f_n⁰,其中,σ²=N₀/2为信道噪声的方差;a为信道衰落因子,y_n为所述时变FIR滤波模块软输出;并且,令qmn1=fn1,]]>qmn0=fn0;]]>水平迭代单元,用于对m=1,...,M,n∈N(m),依据dqmn=qmn0-qmn1,]]>drmn=rmn0-rmn1=Πn′∈N(m)ndqmn′,]]>计算d_qmn、d_rmn;进而依据rmn0=(1+drmn)/2,]]>rmn1=(1-drmn)/2]]>获取r_mn⁰、r_mn¹;垂直迭代单元,用于依据获取的r_mn⁰和r_mn¹更新概率值q_mn⁰和q_mn¹;其中,qmn0=αmnfn0Πm′∈M(n)mrm′n0,]]>qmn1=αmnfn1Πm′∈M(n)mrm′n1;]]>α_mn为归一化系数,使得qmn0+qmn1=1;]]>并且,依据qn0=αnfn0Πm∈M(n)rmn0,]]>qn1=αnfn1Πm∈M(n)rmn0]]>计算伪后验概率q_n⁰和q_n¹;其中,α_n为归一化系数,使得qn0+qn1=1;]]>译码单元,用于根据预置规则进行译码,所述预置规则为,当qn1=1]]>时令rn1=1,]]>反之rn1=0,]]>m=0;如果校验方程rH^T=0,则译码成功。
8.根据权利要求7所述的抗多径干扰LDPC解码器,其特征在于,所述时变FIR滤波模块为变步长时变FIR滤波模块。技术领域
本发明涉及信息传输过程中的解密技术,尤其涉及一种抗多径干扰LDPC解码器。xa0背景技术现有低密度校验码(low-densityxa0parity-checkxa0codes,LDPC)的解码器无法在多径信道下工作,呈现很差的误码率(bitxa0errorxa0rate,BER)性能,其BER可能大于25%。另一方面,LDPC长码的性能在某些情况下甚至优于Turbo码,其BER曲线仅偏离仙农极限不到0.1dB。在带宽或传输速率允许的条件下,引入LDPC编解码可大大改善系统的BER性能。但是,目前LDPC解码器的设计未考虑消除多径干扰(multipathxa0interference,MPI)应用环境,LDPC码的优异性能仅限于加性高斯白噪声(additivexa0whitexa0Gaussianxa0noise,AWGN)信道环境下。xa0例如,在一次实验中,为验证LDPC码在MPI应用环境下的BER性能,考虑码长为378,编码速率分别为1/2和1/6的随机LDPC码通过MPI。MPI指标为:主径数为3,MPC(信道冲激响应,ChannelImpulsexa0Response)冲激响应长度为8,信道冲激响应h=[0.4,0,0.3,0,0.2,0,0,0.1]。得到如图1所示的BER曲线,可以看出:即使采用1/6的低编码速率,传统的LDPC解码器的BER曲线仍未出现AWGN信道中瀑布般的下降特性。xa0因此,传统的LDPC解码器在MPI环境下,BER严重劣化,LDPC解码器无法对MPI信道下的信号正确译码。xa0
发明内容
本发明的目的在于提供一种抗多径干扰LDPC解码器。基于本发明,能够克服传统的LDPC解码器在MPI环境下,BER严重劣化,LDPC解码器无法对MPI信道下的信号正确译码的问题。xa0本发明一种抗多径干扰LDPC解码器包括解码模块和滤波模块,所述解码模块级联滤波模块,所述滤波模块用于对多径干扰进行抑制。xa0上述抗多径干扰LDPC解码器,优选所述滤波模块为时变FIR滤波模块,该模块接收的信道信号为x(_k)被划分为:xa0ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="224"/>其中,x_d(k)为信道在数据时隙输出的比特序列;x_t(k)为信道在训练时隙输出的比特序列;所述解码器还包括有系数调整模块,与所述时变FIR(Finitexa0Impulsexa0Response有限冲激响应)滤波模块相连接,用于在训练时隙调整所述时变FIR滤波模块的滤波系数以抑制多径干扰。xa0上述抗多径干扰LDPC解码器,优选所述系数调整模块包括本地参考信号获取单元和最小均方算法调整单元、本地参考信号获取单元用于依据LDPC编码的奇偶校验矩阵H,预先存储所述训练时隙比特序列的LDPC编码样本d(k);最小均方算法调整单元用于依据如下规则,对所述时变FIR滤波模块的系数进行调整:时变FIR滤xa0波模块的系数向量w(k)=[w₀(k),w₁(k),w₂(k),...,w_N(k)]T、误差信号e(k)、训练时隙比特序列x_t(k)以及收敛因子μ(k)满足的关系为,w(k+1)=w(k)+2μ(k)e(k)x_t(k);其中,收敛因子为μ(k)=N+12NxtT(k)xt(k);]]>误差信号为e(k)=d(k)-y(k)=d(k)-xtT(k)w(k).]]>上述抗多径干扰LDPC解码器,优选所述本地参考信号d(k)通过如下方式获取:将所述奇偶校验矩阵H分解为H=[Axa0B],其中子矩阵A非奇异矩阵;依据G=[A^-1Bxa0I],由A和B得到生成矩阵G,其中,I为M×M单位矩阵;设置原始信息比特向量u在编码序列的尾端,校验比特向量c_p占据编码序列的前端,依据c=[c_pu]=uG获取要传输的LDPC编码信号c;依据d(k)=c_t(k),k=1,...,N获取本地参考信号d(k),其中,c_t=[c_t(1)...c_t(N)]=u_tG。xa0上述抗多径干扰LDPC解码器,优选所述LDPC编码的奇偶校验矩阵H通过如下方式获取:设校验矩阵的行重为k_row,列重为k_col;将k_col个1随机地放置在校验矩阵第一列上,得到h(1)=[h(1,1)...h(N,1)]^T;将k_col个1随机地放置在校验矩阵第二列上,得到h(2)=[h(1,2)...h(N,2)]^T;检验是否满足h^T(1)h(2)<2;如果不满足,重新将k_col个1随机地放置在校验矩阵第二列上,直到满足h^T(1)h(2)<2;对于i=3,...,N,将k_col个1随机地放置在校验矩阵第i列上,得到h(i)=[h(1,i)...h(N,i)]^T,检验是否满足h^T(i)h(j)<2,j=1,...,i-1和H_i的行重等于k_row,其中xa0Hi=h(1,1)h(1,2)···h(1,i)h(2,1)h(2,2)···h(2,i)·········h(M,1)h(M,2)···h(M,i)]]>=h(1)···h(i),]]>如果不满足,重新将k_col个1随机地放置在校验矩阵第i列上,直到满足h^T(i)h(j)<2,j=1,...,i-1和H_i的行重条件。当i=N时,获取xa0HN=h(1,1)h(1,2)···h(1,N)h(2,1)h(2,2)···h(2,N)·········h(M,1)h(M,2)···h(M,N)]]>=h(1)···h(N)]]>上述抗多径干扰LDPC解码器,优选所述解码模块利用置信度传播算法对所述时变FIR滤波模块的输出信号进行解码。上述抗多径干扰LDPC解码器,优选所述解码模块包括初始化单元、水平迭代单元、垂直迭代单元和译码单元,其中:初始化单元用于依据fn1=1/(1+exp(-2ayn/σ2),]]>fn0=1-fn1]]>计算参数f_n¹、f_n⁰,其中,σ²=N₀/2为信道噪声的方差;a为信道衰落因子,y_n为所述时变FIR滤波模块软输出;并且,令qmn1=fn1,]]>qmn0=fn0;]]>水平迭代单元用于对m=1,...,M,n∈N(m),依据dqmn=qmn0-qmn1,]]>drmn=rmn0-rmn1=Πn′∈N(m)ndqmn′,]]>计算dq_mn、dr_mn;进而依据rmn0=(1+drmn)/2,]]>rmn1=(1-drmn)/2]]>获取r_mn⁰、r_mn¹;垂直迭代单元用于依据获取的r_mn⁰和r_mn¹更新概率值q_mn⁰和q_mn¹;其中,xa0qmn0=αmnfn0Πm′∈M(n)mrm′n0,]]>qmn1=αmnfn1Πm′∈M(n)mrm′n1;]]>αmn为归一化系数,使得qmn0+qmn1=1;]]>并且,依据qno=αnfn0Πm∈M(n)rmn0,]]>qn1=αnfn1Πm∈M(n)rmn0]]>计算伪后验概率q_n⁰和q_n¹;其中,α_n为归一化系数,使得qn0+qn1=1;]]>译码单元用于根据预置规则进行译码,所述预置规则为,当qn1=1]]>时令rn1=1,]]>反之rn1=0,]]>m=0;如果校验方程rH^T=0,则译码成功。xa0上述抗多径干扰LDPC解码器,优选所述时变FIR滤波模块为变步长时变FIR滤波模块。xa0相比于现有技术而言,本发明具有如下有益效果:本发明将解码器分为时变FIR滤波模块和LDPC解码两个独立的部分,时变FIR滤波模块作为LDPC解码器的预处理器,在LDPC解码之前,消除大部分MPI;LDPC解码器具有很好的BER解码性能,能够对MPI信道下的信号正确译码。xa0
附图说明
图1为多径条件下码长为378的LDPC解码器的BER曲线图;xa0图2为基带系统模型的结构示意图;xa0图3为TDD-CDMA(时分CDMA)系统的突发结构示意图;xa0图4为时变FIR滤波模块的结构示意图;xa0图5A为根据本发明抗多径干扰LDPC解码器优选实施例的结构示意图;xa0图5B为根据本发明抗多径干扰LDPC解码器优选实施例的工作原理图;xa0图6为时变FIR滤波模块的输出BER曲线示意图;xa0图7为本发明抗多径干扰LDPC解码器与现有的LDPC解码器BER曲线性能比较图。xa0
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂,下面结合附图和具体实施方式对本发明实施例作进一步详细的说明。xa0本发明的核心思想是:将解码器分为时变FIR滤波模块和LDPC解码两个独立的部分,时变FIR滤波模块作为LDPC解码器的预处理器,在LDPC解码之前,消除大部分MPI。下面对本发明进行详细的说明。xa0系统与信道模型xa0考虑一个基带编码调制LDPC系统,在接收机端使用时变FIR滤波模块,参照图2,图2为基带系统模型的结构图。在编码端对信源比特序列u(n)进行LDPC编码得到c(n),LDPC编码信号c(n)将之后会详细说明,设置LDPC的编解码器的码率为1/2。在解码端,时变FIR滤波模块对信道CIR(Channelxa0Impulsexa0Response-信道冲激响应)进行估计,并抑制MPI。xa0图2中,MPC由信道冲激响应(CIR)表示,LDPC编码信号c(n)在MPC中传输受信道噪声干扰,信道噪声是零均值的高斯白噪声,噪声功率为N₀,记为v(n)。解码端解调后得到的基带信号为:xa0x(n)=c(n)*h(n)+v(n)xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0(1)xa0其中,“*”表示卷积,h(n)为多径信道的CIR,是实变量。xa0在AWGN信道中,接收信号经高频解调后得到的基带信号为:xa0x(n)=c(n)+v(n)xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0(2)xa0尽管传统的LDPC解码器对于AWGN信道接收信号(2)具有得良好的BER性能,但是对于式(1)中LDPC编码信号c(n)与h(n)的卷积造成的误码,LDPC解码器难以正确解码,多径衰落和多径传播会严重损害LDPC解码的BER性能。因此,本发明提出LDPC解码器前置时变FIR滤波模块以抑制MPI。xa0考虑TDD-CDMA系统的突发帧结构(如图3所示),TDD-CDMA基站在下行链路的无线信号帧中发送训练序列。突发序列由数据序列、训练序列和保护间隔序列GP构成,共占用2560Tc的时间长度,Tc是扩谱信号周期。突发序列中的训练序列可有多种方法设计,它可是全0序列,全1序列,也可设计一个0、1随机分布的序列。时变FIR滤波模块用训练序列来估计MPC的参数。xa0图3中的突发序列帧结构分数据时隙部分和训练时隙部分,经MPI和解调后,时变FIR滤波模块接收的基带信号为:xa0ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="614"/>其中x_d(k)为信道在数据时隙输出的比特序列;x_t(k)为信道在训练时隙输出的比特序列。图2的前置时变FIR滤波模块在训练时隙对信道参数进行估计,在数据时隙对MPC进行过滤,为后面的解码模块提供消除了大部分MPI的软输出信号y(k)。xa0为防止接收信息的损失,本发明中:时变FIR滤波模块为软输出,y(k)是多进制信号。本发明实施例表明:时变FIR滤波模块的输出可有效抑制MPI,当SNR大于3dB时,误码率可降低到20%以下,这等价于AWGN信道情况下LDPC解码器对输入信号误码率的要求。时变FIR滤波模块为获得给定输出信号误码率,进行必要次数xa0的迭代运算。在应用中可以根据系统的解码延迟和误码率要求来选择不同的迭代次数和时变FIR滤波模块处理信号长度N。多径信道的变换xa0由于LDPC解码器不具备MPI下的良好解码性能,本发明提出在LDPC解码之前采用时变FIR滤波模块将多径信道变换为AWGN信道.时变FIR滤波模块利用训练序列得到信道参数,并对后续到达的数据序列滤波处理,抑制MPI。自适应滤波参数调整算法是基于经LDPC编码的训练序列的,需要在数据符号序列到达之前完成时变FIR滤波模块参数的识别与设置,需要设计合适的时变FIR滤波模块长度和迭代次数以缩短时变FIR滤波模块参数的识别与设置时间,以避免数据符号序列的比特丢失。xa0本发明使用的时变FIR滤波模块如图4所示。时变FIR滤波模块的输入序列为x(k)=[x(k),x(k-1),...,x(k-N)]^T,时变FIR滤波模块的系数为w_n(k),n=0,...,N,用向量形式表示为w(k)=[w₀(k),w₁(k),w₂(k),...,w_N(k)]^T。在图4中,d(k)和y(k)分别为训练信号和时变FIR滤波模块的输出。xa0时变FIR滤波模块的输出信号与输入向量x(k)及系数有以下关系:xa0y(k)=x^T(k)w(k)xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0(4)xa0在式(4)中,信号向量x(k)是有界的,而时变FIR滤波模块的输出信号y(k)是否有界,以及时变FIR滤波模块是否稳定,均由滤波模块参数的收敛性决定。xa0解码端本地参考信号d(k)是时变FIR滤波模块预先存储的本地训练序列的LDPC编码比特样本。本发明中,本地训练序列模块具有缓存器,存储本地训练序列,接收机本地参考信号d(k)通过如下步骤获得。xa0步骤1:设LDPC码奇偶校验矩阵H维数为M×N,可分解为A和B为两个子矩阵xa0H=[Axa0B]xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0(5)xa0其中子矩阵A非奇异。xa0步骤2:由A和B得到生成矩阵xa0G=[A^-1Bxa0I]xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0(6)xa0其中,I为M×M单位矩阵。xa0步骤3:信息比特向量u被放置在编码序列的尾端,而校验比特向量c_p则占据编码序列的前端,也就是经过编码得到的向量c,即为要传输的LDPC编码信号为xa0c=[c_pu]=uG,xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0(7)xa0步骤4:将训练序列为u_t代入用式(7),得到时变FIR滤波模块本地信号d(k)=c_t(k),k=1,...,N,c_t=[c_t(1)...c_t(N)]=u_tG。d(k)被存储在本地训练序列模块缓存器中。xa0在训练时隙,LMS模块根据误差信号e(k)调整时变FIR滤波模块的系数,xa0e(k)=d(k)-y(k)=d(k)-xtT(k)w(k)---(8)]]>使时变FIR滤波模块的输出信号y(k)趋于本地参考信号d(k)。xa0LMSxa0Leastxa0Meanxa0Square(最小均方算法)给出时变FIR滤波模块的系数向量、误差信号、输入信号向量x_t(k)以及收敛因子μ(k)的关系:xa0w(k+1)=w(k)+2μ(k)e(k)x_t(k).xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0(9)xa0其中收敛因子为:xa0μ(k)=N+12NxtT(k)xt(k)---(10)]]>误差信号e(k)由式(8)定义。xa0当时变FIR滤波模块的输出信号稳定后,大部分MPI将从时变FIR滤波模块的输出y(k)中滤除。这样,LDPC解码器输入信号的误码率得以降低,相当获得了一个准AWGN信道。实施例将验证这一结果。与定步长时变FIR滤波模块相比,变步长时变FIR滤波模块在快速跟踪方面具有更好的性能。xa0LDPC码奇偶校验矩阵H的获取xa0下面详细说明LDPC码奇偶校验矩阵H的获取方法。xa0LDPC解码器的BER性能还取决于LDPC码的构造与解码器的算法。如果使用的LDPC码有4环或码重小,则高性能的解码器算法亦无法取得好的BER结果。xa0LDPC码可分为两大类:随机LDPC码和拟循环(Quasi-Cyclic)LDPC码。无4环的随机LDPC码的码重大,高性能的解码器算法解码时可快速收敛,解码延迟小。本发明提供了一种无4环的LDPC码的构造方法:xa0定理1(LDPC码4环检验定理):设M×N的校验矩阵为:xa0H=h(1,1)h(1,2)···h(1,N)h(2,1)h(2,2)···h(2,N)·········h(M,1)h(M,2)···h(M,N)---(11)]]>=h(1)···h(N).]]>当且仅当任取两列向量xa0h(i)=[h(1,i)...h(N,i)]^T,i∈{1,...,M}和xa0h(j)=[h(1,j)...h(N,j)]^T,j∈{1,...,M},xa0且j≠i,则有h^T(i)h(j)<2,校验矩阵(13)无4环。xa0利用定理1,可得到无4环的随机LDPC码构造方法。考虑校验矩阵的行重为k_row,列重为k_col,设计步骤如下:xa0步骤1:设校验矩阵的行重为k_row,列重为k_col;xa0步骤2:将k_col个1随机地放置在校验矩阵第一列上,得到h(1)=[h(1,1)...h(N,1)]^T;xa0步骤3:将k_col个1随机地放置在校验矩阵第二列上,得到h(2)=[h(1,2)...h(N,2)]^T,检验是否满足h^T(1)h(2)<2;如果不满足,重新将k_col个1随机地放置在校验矩阵第二列上,直到满足h^T(1)h(2)<2;xa0步骤4:对于i=3,...,N,将k_col个1随机地放置在校验矩阵第i列上,得到h(i)=[h(1,i)...h(N,i)]^T,检验是否满足h^T(i)h(j)<2,j=1,...,i-1和H_i的行重等于k_row,其中xa0Hi=h(1,1)h(1,2)···h(1,i)h(2,1)h(2,2)···h(2,i)·········h(M,1)h(M,2)···h(M,i),]]>=h(1)···h(i)]]>如果不满足,重新将k_col个1随机地放置在校验矩阵第i列上,直到满足h^T(i)h(j)<2,j=1,...,i-1和Hi的行重条件。当i=N时得到xa0HN=h(1,1)h(1,2)···h(1,N)h(2,1)h(2,2)···h(2,N)·········h(M,1)h(M,2)···h(M,N)]]>=h(1)···h(N)---(13)]]>H_N矩阵即为本发明提出的抗多径干扰LDPC解码器使用的奇偶校验矩阵H。xa0置信度传播算法解码xa0本发明中,解码模块采用BP(Beliefxa0Propagation-置信度传播)算法,也称和积算法。定义xa0N(m)≡{n:H^T=1)xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0(14a)xa0为与校验节点m相邻的信息节点的集合,也就是校验矩阵第m行中非零元素的列号集合,集合N(m)中有k_row个元素。xa0类似地,定义xa0M(n)≡{m:H^T=1)xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0xa0(14b)xa0为与信息节点n相邻的校验节点集合,也就是校验矩阵第n列中非零元素的行号集合,集合M(n)中有k_col个元素。xa0LDPC码的解码采用的BP算法具体实现过程如下:xa0步骤1初始化xa0令y_n是时变FIR滤波器的输出,则xa0fn1=1/(1+exp(-2ayn/σ2));---(15a)]]>fn0=1-fn1,---(15b)]]>其中,σ²=N₀/2为信道噪声的方差;a为信道衰落因子,且xa0qmn1=fn1;---(16a)]]>qmn0=fn0.---(16b)]]>步骤2水平迭代:对m=1,...,M,n∈N(m),计算xa0dqmn=qmn0-qmn1]]>和drmn=rmn0-rmn1=Πn′∈N(m)ndqmn′,---(17)]]>得到xa0rmn0=(1+drmn)/2;---(18a)]]>rmn1=(1-drmn)/2.---(18b)]]>步骤3垂直迭代:利用步骤2中得到的r_mn⁰和r_mn¹更新概率值q_mn⁰和q_mn¹。xa0qmn0=αmnfn0Πm′∈M(n)mrm′n0;---(19a)]]>qmn1=αmnfn1Πm′∈M(n)mrm′n1,---(19b)]]>其中,α_mn为归一化系数,使得qmn0+qmn1=1.]]>同时计算伪后验概率xa0qn0=αnfn0Πm∈M(n)rmn0;---(20a)]]>qn1=αnfn1Πm∈M(n)rmn0,---(20b)]]>其中,α_n为归一化系数,使得qn0+qn1=1.]]>步骤4尝试译码xa0当qn1=1]]>时令rn1=1,]]>反之rn1=0,]]>m=0.如果校验方程rH^T=0,则译码成功并结束,反之则回到步骤2.一旦译码成功(满足终止条件或达到最大循环次数),得到纠错后的信息比特向量u。抗多径干扰LDPC解码器优选实施例xa0参照图5A、图5B,图5A是根据本发明抗多径干扰LDPC解码器优选实施例的结构示意图,图5B为根据本发明抗多径干扰LDPC解码器优选实施例的工作原理图。包括:抗多径干扰LDPC解码器系数调整模块52、时变FIR滤波模块54和解码模块56。xa0其中,系数调整模块52包括本地参考信号获取单元521和最小均方算法调整单元522:xa0本地参考信号获取单521用于依据LDPC编码的奇偶校验矩阵H,预先存储所述训练时隙比特序列的LDPC编码样本d(k)。最小均方算法调整单元522用于依据如下规则,对所述时变FIR滤波模块的系数进行调整:时变FIR滤波模块的系数向量w(k)=[w₀(k),w₁(k),w₂(k),...,w_N(k)]^T、误差信号e(k)、训练时隙比特序列x_t(k)以及收敛因子μ(k)满足的关系为,w(k+1)=w(k)+2μ(k)e(k)x_t(k);其中,收敛因子为μ(k)=N+12NxtT(k)xt(k);]]>误差信号为e(k)=d(k)-y(k)=d(k)-xtT(k)w(k)]]>时变FIR滤波模块。xa0解码模块56包括初始化单元561、水平迭代单元562、垂直迭代单元563和译码单元564:xa0初始化单元561用于依据fn1=1/(1+exp(-2ayn/σ2),]]>fn0=1-fn1]]>计算参数f_n¹、f_n⁰,其中,σ²=N₀/2为信道噪声的方差;a为信道衰落因子,y_nxa0为时变FIR滤波模块软输出;并且,令qmn1=fn1,]]>qmn0=fn0;]]>水平迭代单元562用于对m=1,...,M,n∈N(m),依据dqmn=qmn0-qmn1,]]>drmn=rmn0-rmn1=Πn′∈N(m)ndqmn′,]]>计算dq_mn、dr_mn;进而依据rmn0=(1+drmn)/2,]]>rmn1=(1-drmn)/2]]>获取rmn0、r_mn¹;垂直迭代单元563用于依据获取的r_mn⁰和r_mn¹更新概率值q_mn⁰和q_mn¹;其中,qmn0=αmnfn0Πm′∈M(n)mrm′n0,]]>qmn1=αmnfn1Πm′∈M(n)mrm′n1;]]>α_mn为归一化系数,使得qmn0+qmn1=1;]]>并且,依据qn0=αnfn0Πm∈M(n)rmn0,]]>qn1=αnfn1Πm∈M(n)rmn0]]>计算伪后验概率q_n⁰和q_n¹;其中,α_n为归一化系数,使得qn0+qn1=1;]]>译码单元564用于根据预置规则进行译码,所述预置规则为,当qn1=1]]>时令rn1=1,]]>反之rn1=0,]]>m=0;如果校验方程rH^T=0,则译码成功。xa0从图5B可以看出,解码模块不在时变FIR滤波模块的闭环内,在训练时隙不参加迭代运算,系数调整模块独立进行FIR时变滤波器的调系数调整,LDPC解码器仅在数据时隙(时变FIR滤波模块收敛后)进行译码。由于LDPC解码器不参加信道参数识别的迭代运算,而迭代运算量直接影响到能否在训练序列时隙内完成时变FIR滤波模块的系数调整。本发明LDPC解码器仅在数据时隙(时变FIR滤波模块收敛后)进行译码,具有计算量小、硬件实现简单优点。xa0为验证本发明提出的抗多径干扰LDPC解码器的可行性,进行了系统仿真,该仿真实验中,对抗多径干扰LDPC解码器和未使用时变FIR滤波器的LDPC解码器进行了比较。xa0令多径信道冲击激响应的长度为8,多径信道参数为xa0h(n)=e^-0.5n,n=0,1,...7。xa0时变FIR滤波器的长度和训练序列的长度为N=186.LDPC码长为6N。xa0采用本发明随机LDPC码构造方法获得一随机LDPC码。LDPC解码器的迭代次数为20次。LDPC编码器发送数据帧数为1000。xa0时变FIR滤波模块的输出BER曲线如图6所示,时变FIR滤波器有效抑制了MPI,其输出信号的BER降低使后接LDPC解码器顺利译码。对于LDPC解码器,前置自适应均衡器的信号预处理等价将MPC变换为准AWGN信道。xa0从图7的中可看出滤波器的作用。其中,曲线a代表没有时变FIR滤波器的LDPC解码器的BER曲线,曲线b时变FIR滤波器的LDPC解码器的BER曲线;当SNR为0~6dB时,未采用时变FIR滤波器的LDPC解码器的BER维持在0.25左右,无BER瀑布特性,而抗多径干扰LDPC解码器在SNR为2~4.5dB出现BER瀑布特性,当SNR大于4.5dB时的BER低于10-6,这与LDPC解码器在AWGN信道中的BER性能相近。xa0以上对本发明所提供的一种抗多径干扰LDPC解码器进行了详细介绍,本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述,以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想;同时,对于本领域的一般技术人员,依据本发明的思想,在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处,综上所述,本说明书内容不应理解为对本发明的限制。xa0